Исходные данные:

1. Назначение передатчика — передающий модуль;

2. Мощность: Pвых=0,5 Вт; Pвх20 мВт.

3. Диапазон частот: fвых=0,5 ГГц; fвх=0,25 ГГц.

4. Характеристика сигналов, подлежащих передаче: ЧМ-сигнал.

5. Место установки — борт ЛА.

6. Rнапр=50 Ом.

1. Введение

На современном этапе развития радиоустройств СВЧ все большее применение находят передающие, приемные и приемопередающие активные фазированные антенные решетки (АФАР), в которых излучатели (или группа излучателей) связаны с отдельным модулем, содержащим активные элементы в виде различного типа генераторных и усилительных каскадов и преобразователей частоты колебаний, а также пассивные умножители частоты.

В передающей АФАР активная часть отдельного модуля, возбуждаемого от общего задающего генератора, фактически имеет функциональную схему, аналогичную схеме усилительно-умножительного СВЧ-тракта радиопередающего устройства, выполненную на генераторах с внешним возбуждением. В качестве активных приборов этих генераторов во многих практических случаях используются полупроводниковые СВЧ-приборы, позволяющие повысить надежность и долговечность модулей АФАР по сравнению с модулями на электровакуумных СВЧ-приборах, при обеспечении средней выходной мощности модуля до десятков и сотен ватт (при использовании схем сложения СВЧ-мощностей) в дециметровом диапазоне и до десяти ватт в сантиметровом диапазоне.

В том случае, когда частота колебаний на выходе модуля в целое число раз больше, чем на его входе, один из генераторных каскадов модуля должен быть умножителем частоты. Функциональная схема передающей АФАР, в модулях которой применены умножители частоты, приведена на рис. 1.

Введение умножителя частоты в модуль АФАР позволяет на выходе модуля получить колебания с определенной мощностью на тех частотах, на которых полупроводниковый усилитель уже неработоспособен. Сказанное в наибольшей степени относится к мощным усилителям на транзисторах, предельные рабочие частоты которых в настоящее время не превышают 6-7 ГГц. Поэтому малогабаритные модули АФАР дециметрового диапазона волн на полупроводниковых приборах, построенные на основе транзисторного усилителя мощности и последующего умножителя частоты, имеют генераторную часть.

Обычно при проектировании генераторной части модуля АФАР с умножением частоты бывают заданы Pвых, fвых, fвх, а также значение Pвх. В результате проектирования определяется число умножительных и усилительных каскадов в генераторной части модуля, типы активных приборов и электрических схем, используемые в каскадах, значения параметров режима активных приборов и элементов схем каскадов, а также вид конструктивного выполнения каскадов.

2. расчет Структурной схемы модуля АФАР

Структурная схема модуля АФАР представлена на рис. 2.

Имея заданную выходную мощность Pвых, зададимся контурными КПД согласующих цепей (СЦ1, СЦ2, СЦ3) (ηк СЦ1 = ηк СЦ2 = ηк СЦ3 = ηк СЦ = 0,9) и найдем мощность на выходе умножителя частоты:

.

Зная выходную мощность умножителя частоты, коэффициент умножения и входную частоту, с помощью программы MULTIPLY, разработанной на каф. 406, выберем транзистор и рассчитаем его режим работы (результаты этих расчетов даны в п. 4.1.1.).

В числе прочих результатов программа выдает коэффициент усиления по мощности KУЧ=9,958, используя который, мы вычисляем мощность на входе умножителя частоты, совпадающую, разумеется с мощностью на выходе СЦ2 (Pвых СЦ2):

.

Поскольку, как упоминалось выше, мы задали контурный КПД согласующих цепей равным ηк СЦ = 0,9, то мощность на входе СЦ2 Pвх СЦ2, равная мощности на выходе усилителя мощности Pвых УМ, равна:

.

Теперь, зная мощность на выходе усилителя мощности (Pвых УМ) и зная его рабочую частоту f=0,25 ГГц, с помощью программы PAMP1, также разработанной на каф. 406, выбираем активный прибор (транзистор) и рассчитываем его режим работы для СВЧ усилителя мощности (результаты этих расчетов приведены в п. 4.2.1.). Полученный в ходе расчетов коэффициент усиления KУМ позволяет найти мощность на входе усилителя, тождественно равную мощности на выходе входной согласующей цепи СЦ1:

.

Поскольку мы задали контурный КПД согласующих цепей равным ηк СЦ = 0,9, то мощность на входе СЦ1 Pвх СЦ1 равна:

,

что меньше 20 мВт, ограничивающих по заданию входную мощность сверху.

3. Методики расчета каскадов модуля

3.1. Методика расчета РЕЖИМА ТРАНЗИСТОРА МОЩНОГО СВЧ УСИЛИТЕЛЯ мощности

Рассматриваемая методика может быть использована для расчета режима мощного транзистора усилителя, работающего на частотах порядка сотен мегагерц, и позволяет получить параметры режима, достаточно близкие к экспериментальным. На значениях частоты 1… 3 ГГц погрешность расчета возрастает из-за использования упрощенной эквивалентной схемы транзистора и недостаточной точности при определении ее параметров. В диапазоне частот выше 3 ГГц эти недостатки проявляются еще более резко. На режим начинает оказывать сильное влияние даже сравнительно небольшой разброс значений индуктивностей выводов и емкостей корпуса, а также многочисленные паразитные связи в конструкции транзистора. Эти обстоятельства ограничивают верхний частотный предел применимости рассматриваемой методики.

В методике расчета используется эквивалентная схема, дополненная некоторыми элементами, существенными для диапазона СВЧ.

Параметры эквивалентной схемы транзистора зависят от протекающих токов и приложенных напряжений. Однако обычно считают, что в выбранном режиме транзистора параметры схемы будут постоянными в пределах каждой области работы: рабочей области (К — замкнут) и области отсечки (К — разомкнут). Параметры эквивалентной схемы приводятся в справочных данных, а наименования их даны в разделе “Обозначения” пособия [1]. Некоторые параметры, которые отсутствуют в справочниках, можно оценить по формулам:

Сд=Сэ+Сдиф; Ск=Ска+Скп; ; τк=rб Ска; ;

; ; .

При усреднении Sп ток iк рекомендуется принять равным половине высоты импульса коллекторного тока iк max или амплитуде его первой гармоники, которая в типичных режимах близка к 0,5iк max. Емкость Ск определяют при выбранном напряжении Uк0. На частотах сопротивление r слабо шунтирует емкости и им можно пренебречь. Неравенство определяет нижнюю частотную границу проводимого анализа. При расчете принимают, что в диапазоне СВЧ входной ток мощных транзисторов оказывается близким к гармоническому за счет подавления высших гармоник индуктивностью входного электрода. Форма коллекторного напряжения принимается гармонической. Поэтому далее будем полагать, что входной ток и коллекторное напряжение не содержат высших гармоник и эквивалентный генератор тока Sп (Uп-U') нагружен на диссипативное сопротивление. Расчет производим для граничного режима работы транзистора.

Эквивалентная схема усилителя ОЭ для токов и напряжений первой гармоники показана на рис. 3. В схеме ОЭ при диссипативной нагрузке будут отрицательные обратные связи через Lэ и .

Рис. 3. Эквивалентная схема усилителя ОЭ для токов и напряжений первой гармоники

Для обеспечения устойчивого режима применяют специальные меры, например, включение rдоп в цепь эмиттера или нейтрализацию Lб включением емкости в базовую цепь. Можно использовать выходное сопротивление моста делителя, если усилитель построен по балансной схеме. Сопротивление rвх1 с ростом мощности уменьшается (до долей ом), xвх1 вблизи верхней частотной границы имеет индуктивный характер из-за Lб и Lэ и значительно больше rвх1. Коэффициент усиления обратно пропорционален квадрату частоты. Поэтому, если известно из справочных данных, что транзистор на частоте f ' имеет коэффициент усиления , то на некоторой, более низкой рабочей частоте f, его коэффициент усиления можно оценить примерно как , т. е. если , то Kр будет в четыре раза больше . В схеме ОЭ при верхняя рабочая частота fв не превышает fгр.

Тип транзистора выбирают по заданной выходной мощности Pвых1 на рабочей частоте f, определяют схему включения транзистора, пользуясь справочными данными транзистора. Часто схема включения транзистора определяется его конструкцией, в которой с корпусом соединяется один из электродов (эмиттер, база). При выборе типа транзистора можно ориентироваться на данные экспериментального типового режима. Рекомендуется использовать СВЧ-транзисторы на мощность не менее , указанной в справочнике. Сильное недоиспользование транзистора приводит к снижению его усилительных свойств. Интервал частот fв… fн включает и для схемы ОЭ. Применение транзистора, имеющего fн выше рабочей, позволяет получить более высокое усиление, но при этом увеличивается вероятность самовозбуждения усилителя и понижается его надежность.

Схема ОБ характерна для транзисторов, работающих на f >1 ГГц. Транзисторы, имеющие два вывода эмиттера (для уменьшения Lэ), следует включать по схеме ОЭ. Для оценки параметров эквивалентной схемы можно использовать следующие данные:  нГн (для OЭ Lобщ=Lэ), Lк и входного вывода — в несколько раз больше. , , . Параметр h21э в расчетах не критичен, для приборов на основе кремния, , где Pвых1 и Uк0 соответствуют рабочему режиму (например, экспериментальные данные). Если требуемая мощность Pвых1 близка к той, которую может отдать транзистор, то Uк0 берется стандартным. При недоиспользовании транзистора по мощности целесообразно снижать Uк0, для повышения надежности. Например, если требуемая Pвых1 на 30-40% меньше (мощности в типовом режиме), то Uк0 можно уменьшить на 20-30% по сравнению со стандартным. Однако при снижении Uк0 вдвое по сравнению со стандартным частота fгр уменьшается на 5… 15%, а емкость Ск увеличивается на 20... 25%.

Напряжение смещения Uб0 часто выбирается нулевым. При этом угол отсечки будет близок к 80… 90°, при котором соотношение между Pвых1, ηэ, Kр близко к оптимальному. Кроме того, в этом случае отсутствует цепь смещения, что упрощает схему усилителя и не требует затрат мощности на осуществление смещения. В отношении Sгр надо иметь в виду, что перед расчетом ее следует уточнить, используя условие

(для схемы ОЭ — 0,7; для схемы ОБ — 0,8).

При этом Pвых1 и Uк0 берутся для выбранного транзистора. При невыполнении этого условия можно несколько увеличить Sгр (на 10… 15%).

Предлагаемая методика расчета исходит не из Pвых1, а из мощности Рг, развиваемой эквивалентным генератором тока iг. Мощность Рг в схеме ОЭ следует взять на 10-20% меньше, чем требуемая Pвых1, которая имеет приращение из-за прямого прохождения части входной мощности. На f>frp в схеме ОБ Рг берется на 25... 50% выше Pвых1, на f